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D類開關放大器的概念源于50年前，但因其工作頻率至少應為音頻信號上限頻率（20kHz）的4~5倍，早期采用電子管、晶體管的電路在功率、效率等方面 還不能充分體現其優越性。20世紀80年代出現了開關速度和導通損耗滿足要求的MOSFET，近年來又出現了集成前置驅動電路，如Harris公司的 HIP4080，從而推動了D類功放的實用發展。D類功放所用的MOSFET為N溝道型，因為N型溝道MOSFET的導通損耗僅為相應規格的P溝道 MOSFET的1/3。

傳統的音頻功率放大器有A類、AB類、B類、C類等幾種，其功率放大器件（電子管、晶體管、場效應管、集成電路等）均工作于線性放大區域，屬線性放大器，其效率普遍不高，通常AB類放大器的效率不會超過60%。

采用D類開關放大電路可明顯提高功放的效率。D類功放將音頻信號轉變為寬度隨信號幅度變化的高頻脈沖，控制功率管以相應的頻率飽和導通或截止，功率管輸出的信號經低通濾波器驅動揚聲器發聲。因功率管大部分時間處于飽和導通和截止狀態，功率損耗很小，其效率可達90%以上。典型的D類功放可提供200W輸出，效率達94%，諧波失真在1%~2.8%。

D類功放保真度不如線性放大器，但在很多場合已能滿足要求，例如汽車音響系統只要求低功率輸出時失真小于2%，滿功率輸出時小于5%，而且經過改進D類功放的性能還將有所提高。另外，D類功放不存在交越失真。

D類開關放大器由積分器、占空比調制器、開關驅動電路及輸出濾波器組成，圖1(a)所示的電路為采用半橋驅動的D類功放，它采用了固定頻率的占空比調制器，功率管輸出的方波信號與音頻信號混合作為負反饋信號送入積分器。積分器兼有濾波作用，輸出修正信號送占空比調制器，占空比調制器由比較器和三角波發生器組成[圖1(b)]，用修正信號對三角波進行調制產生調制輸出，推動功率管工作。負反饋應取自低通濾波器之前，否則因濾波后的信號與輸入的信號有相位差（二階濾波器可能引起180°的相位差），可能引起電路自激，需采用復雜的相位補償電路。

驅動功率管的調制信號為占空比隨音頻輸入信號變化的方波，半橋驅動電路以相反的相位驅動兩個功率管，一個導通時另一個截止。采用方波驅動是為了使MOSFET盡可能地改變工作狀態，減少其處于線性放大區的時間，從而減少熱損耗，提高效率。該電路的效率主要取決于功率管的開關損耗和導通損耗。輸出濾波器將方波轉變為放大的音頻信號，推動揚聲器發聲。

圖2為全橋驅動D類功放的原理簡圖。全橋驅動電路中負載上的電壓峰峰值兩倍于電源電壓，因而可用單電源代替半橋驅動電路中的雙電源供電。全橋驅動與半橋驅動電路工作原理相似，但采用了四個MOSFET。反饋網絡中的濾波電路也有所不同，該電路中負載采用浮動接法，需要兩個低通濾波器來消除載波。四個功率管兩兩成對工作，為防止短路，驅動電路在關斷一對功率管后過一段時間才開啟另一對功率管。全橋中的功率管只需承受半橋中一半的電壓，其導通損耗比半橋電路要小，這是因為MOSFET導通時的漏源電阻RDS(ON)與漏源電壓BVDSS不成線性關系，串聯的兩個MOSFET總的RDS(ON)比BVDSS增加一倍時單管的RDS(ON)小。

圖２　全橋驅動D類功放電路簡圖

功率管的選擇需要考慮以下幾點：峰值工作電壓、工作電流、開關速度、開關損耗、導通損耗。峰值工作電壓和電流決定了MOSFET的規格，開關損耗、導通損耗及輸出濾波損耗決定了輸出級的效率。計算公式如下

Vp=(2·P0·ZL)1/2                         Ip=Vp/ZL

例如，要在8Ω負載上獲得100W輸出，Vp為40V，Ip為5A，考慮到工作電壓應留25%的裕量，相應的MOSFET規格為50V/5A。

選擇內部包含一個具有較短反向恢復時間的二極管的MOSFET可減小開關損耗，目前較快的反向恢復時間約100ns。較低的工作頻率、較小的柵—源電容及較高驅動能力的驅動電路都有助于減小開關損耗。工作頻率過低會使輸出濾波器的設計變得困難，過高又會導致開關損耗增加并產生射頻干擾及電磁干擾，因此選擇工作頻率時需要綜合考慮。

解決了開關損耗問題之后，D類開關放大器的效率主要取決于功率管的導通損耗，換言之，選用RDS(ON)較小的MOSFET可提高放大器的效率。例如，MOSFET的RDS(ON)為200mΩ，放大器效率比理想狀態下降5%，公式如下

Δη=2XRDS(ON)/ZL=0.4/8=0.05

式中因子2對應于全橋驅動電路。同樣，當RDS(ON)為80mΩ時，效率損失只有2%，也就是說效率取決于器件的制造工藝。

圖3所示為圖2中反饋網絡的電路，功率管輸出信號經IC1C處理成為反饋信號，其幅值約為輸出信號的1/11。音頻輸入信號經緩沖放大器IC1B放大，與反饋信號一同送至積分器IC1A，經處理產生修正信號送圖3中驅動IC的比較器反相輸入端，從而產生調制輸出。圖3中還有另一路反饋取自電流采樣電阻，驅動IC據此對MOSFET作過流保護。

圖３　全橋驅動D類功放反饋網絡電路

該放大器的輸出采用了兩個巴特沃斯濾波器為負載提供音頻驅動電流，巴特沃斯濾波器保證了全頻段內的平滑頻響，可使放大器具有良好的動態響應。圖4中四結巴特沃斯濾波器的截止頻率為30KHz，對250KHz載波的衰減為74dB，增加階數或降低截止頻率可更有效地消除載波。巴特沃斯濾波器工作時要求負載為恒定值，而揚聲器在高頻下將處于失控狀態，因此揚聲器兩端并聯了RC濾波網絡補償，以保證高頻時電路的穩定。

圖４　截止頻率為30KHz的四階巴特沃斯濾波器

該放大器驅動4Ω負載輸出100W時，信號頻率8KHz以下的失真（THD+N）不到1%，如圖5(a)所示，信號頻率超過8KHz時，放大器的非線性度增大，THD+N也隨之增加，在12KHz處達到最大(2.8%)，超過12KHz，輸出濾波器開始發揮作用，THD+N也隨之下降。在通常工作的小功率情況下，失真狀況有所改善，輸出10W時全頻帶范圍內的THD+N小于1.2%，如圖5(b)所示。

圖５　帶四階濾波器D類功放失真曲線

失真特性通過濾波器及反饋網絡的選擇加以修改，以適應不同場合的要求。反饋網絡選用高素質的運放、修改補償電路、提高三角波的線性度這幾項措施均有助于降低失真和殘余噪聲。在實際應用中，輸出濾波器與揚聲器的阻抗相匹配可降低放大器的閉環頻響，改善放大器的失真特性。